kaix

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天线匹配电路总结

2019-1-23 15:53:03 显示全部楼层
Tune Matching 的方法有许多,有利用单独供电给 PA,直接在 Active 情况下 Tune Matching 的方式[1],但是这方法要有两个条件 :
1. 能够正常通话
2. 能进入非信令模式
然而 Tune Matching 的工作,多半都是在第一版 PCB 就要完成(因为第二版 PCB 就要直接送认证),但是依个人经验,通常第一版 PCB,软件可能尚未 Ready, 正常通话 ? 进入非信令模式 ? 再等等呗。
因此个人较偏好利用 Passive 方式 Tune Matching,你只要有板子就能进行,不必等到软件 Ready。
由于 GSM 跟 WCDMA 是手机的核心,故个人以这两个功能的 Tx/Rx Matching 来 做说明。
基本原理 :
最理想情况,当然是希望 Source 端的输出阻抗为 50 欧姆,传输线的阻抗为 50欧姆,Load 端的输入阻抗也是 50 欧姆,一路 50 欧姆下去,这是最理想的。
但是,板厂的制程,在 Trace 的线宽,以及对地间距,一定会有误差,这导致 Trace 的阻抗,未必是 50 欧姆,所以要靠Matching 把阻抗 Tune 到 50 欧姆。所 以通常就算对于阻抗控制再有信心,也会留 Dummy pad,以备不时之需。
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Matching 步骤 :
先把落地组件拔掉,串联组件用 0 欧姆电阻,目的是要知道 PCB Trace 最原始的 阻抗为多少,接下来才能利用 Smith Chart 跟 Matching 组件,把阻抗 Tune 到 50 欧姆。
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Q. 我可以直接用焊锡 Short,来代替 0 欧姆电阻吗 ? 这样比较省事。
答案是不行,因为虽然以电路观点,都是 Short,但是以高频观点,利用焊锡这种 Distributed 方式,会有寄生效应,连带使得你量出来的阻抗会不准。
零件换好后,先把网络分析仪做校正,再将铜管作 Port extension,如此便可 开始量阻抗。
我们发现 PCB Trace 最原始的负载阻抗为(40.6-13j)欧姆,接下来就是利用 Smith Chart,将负载阻抗 Tune 到 50 欧姆。
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也就是要把负载阻抗,依序透过 Z1, Z2, Z3,把阻抗由(40.6-13j)欧姆,Tune 成 50 欧姆。
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首先要把阻抗,弄到通过 50 欧姆的 Z-plane/Y-Plane 圆周上,也就是下图两个蓝 色圈圈的圆周上,
5.jpg
而下图是串电感、串电容、并电感、并电容的轨迹。
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因为 Z1 是落地组件,所以透过并联方式,将阻抗弄到通过 50 欧姆的 Z-plane/Y-Plane 圆周上。
但是我们发现,不管是并电感,
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或是并电容,
8.JPG
其阻抗都跑不到我们要的圆周上,因此 Z1 就直接 Dummy。依此类推,若往后 遇到 T 型 Matching,Z1 为串联组件,但串电容跟串电感都跑不到我们要的圆周 上时,这时 Z1 就放 0 欧姆。
而 Z2 是串联组件,利用串 9.8nH 的电感,将阻抗弄到了我们要的圆周上,此时 阻抗为(40.4 + 19.3j)欧姆。
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最后 Z3 又是落地组件,因此并一个 3.1pF 的电容,使阻抗跑到(49.7 + 0j)欧姆。
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因此我们利用串 9.8nH,并 3.1pF 的组合,将负载阻抗由原始的(40.6-13j)欧姆, Tune 成了 49.7 欧姆。
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Q. 如果我阻抗控制作的相当好,不需任何 Matching 组件就有 50 欧姆,我可以 在下一版 PCB 拿掉这些 Matching 组件吗 ?
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答案当然是可以,好处有三:
1. 减少零件,便可 Cost Down
2. 减少零件,降低 SMT issue 的风险
3. 减少零件,降低 Insertion Loss
第 3 点对于 GPS 尤其重要,我们由 Noise Figure 的公式 :
13.jpg
发现 GPS LNA 前的 Noise Figure,几乎决定了整体电路的 Noise Figure。
换句话说,若 LNA 前的 Noise Figure 不好,那么 C/N 值跟 Sensitivity,注定不会 好,因此要想办法将 LNA 前的 Loss 降到最低。而 Loss 来源有二 :
1. Mismatch Loss
2. Insertion Loss
若阻抗控制得相当好,等同于几乎没有 Mismatch Loss,若能将这些 Passive 的 Matching 组件拿掉,便可更进一步降低 Insertion Loss。即便是 0 欧姆电阻,仍 有些微的 Insertion Loss,更何况 GPS 接收的是-150 dBm 极微弱的讯号,些微的 Insertion Loss,对于 C/N 值跟 Sensitivity,已有相当的影响。因此若阻抗控制作 的相当好,建议下一版 PCB 就直接用 Microstrip 连过去。
14.JPG
Matching 原则 :至于 Matching 的原则,一般而言有五项 :
1. 电感/电容值,不要过小
2. 落地电容值,不要过大
3. 电感/电容值,不要过于冷门
4. 尽可能设计成 Low Pass Filter
5. 整个频带的阻抗轨迹尽可能收敛
电感/电容值之所以不要过小,原因是要维持 Matching 的稳定性,因为 电感/电容值会有误差,以电容为例子,差不多会有正负 0.1pF 的误差,如果是 一个容值为 0.3pF 的电容,则误差高达 33%,其容值范围为 0.2pF ~ 0.4pF,这 可能会导致每片 PCB 的 Tx/Rx Performance 不一致,进而影响工厂量产时的良率。
落地电容值之所以不要过大,是因为依照容抗公式 :
15.JPG
电容值越大,容抗越小,因此落地电容值过大,则反而可能会让讯号都流到 GND。
电感/电容值,不要过于冷门,原因是方便备料,因为若是常见的值,则所有厂 家都会有,量产过程中,若 First Source 的厂家缺料,还可马上找 Second Source 的厂家。
至于尽可能设计成 Low Pass Filter,原因是这样可以抑制谐波。而 Low Pass Filter 的组合如下 :
16.JPG
第五项是最重要的原则,上述步骤,是以单一频率点来做 Matching,但最后要 看整个频率范围内的 Smith Chart 轨迹,才能决定该 Matching 值可否采用。
以 DCS band 为例,Tx 频率范围为 1710 MHz ~ 1785 MHz,因此作 Tx Matching 时,尽可能希望 1710 MHz ~ 1785 MHz 的阻抗,都能收敛在 50 欧姆附近。
17.JPG
而不要像下图一样,Low/Mid/High Channel 的阻抗,都不相同。
18.JPG
因为以 Load Pull 的观点,不同的阻抗点,会导致不同的输出功率。阻抗相差越 多,则输出功率也相差越多,造成输出功率不平坦。
19.JPG
而以 Rx Matching 观点而言,阻抗离 50 欧姆越远,则 Mismatch Loss 越大,即 Sensitivity 越差,因此若无法Low/Mid/High Channel 的阻抗,都收敛在 50 欧姆 附近,则会导致 Sensitivity 不平坦。
所以 Tune Matching 时,可以先以 Mid Channel 的频率点,作单一频率点的 Matching,因为 Low/ High Channel,并不是每个测项都会测,但 Mid Channel 每个测项都会测,所以要先确保 Mid Channel 的阻抗有到 50 欧姆,再使Low/High Channel 的阻抗,也收敛到 50 欧姆附近。
虽然 Matching 的组合,有 L 型、T 型、π型,但 T 型/π型的阻抗收敛效果,会 比 L 型来得好,因此若 Low/High Channel 的阻抗,离 50 欧姆较远,便可利用 T 型/π型的 Matching,把 Low/High Channel 的阻抗 Tune 到 50 欧姆。
Q. 但以上面例子而言,一开始的 Z1 是落地组件,并不能帮我把原始负载阻抗 Tune 到 50 欧姆,因此若硬要用π型,可能 50 欧姆 Matching 的效果还不 如 L 型来得好。
这问题分两个层面探讨,
首先,虽说 T 型/π型的阻抗收敛效果,比 L 型来得好,但不是说非用不可。如 果用 L 型,其 Low/High Channel 的阻抗,已收敛到 50 欧姆附近,那当然没必 要多增加一颗组件去做 T 型/π型。更甚至如果 Low/High Channel 的原始负载阻 抗已经很收敛,第二版 PCB 当然就如之前所说,直接 Microstrip 连过去,更没 必要硬用 T 型/π型。
其次,如果 L 型在 Mid Channel 的 50 欧姆 Matching 效果比π型好,但 Low/High Channel 的阻抗却不收敛,要如何在保有 L 型的 Matching 效果同时,还能进一 步让 Low/High Channel 的阻抗收敛呢 ?
先介绍四个简单的电感/电容只串/并联公式:
20.JPG
接着利用上述四个公式,将 L 型拆成 T 型/π型。
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在此注意电感不管是串联还是并联,都不要离太近,否则会因为互感,而使计算 结果变得更将复杂,且不如预期。
因此若要将
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拆成π型,则会变成 :
23.JPG
上述讲到零件值不要太冷门,因为 3.1pF 是个很冷门的值,故真正采用时,会用 3pF,因此拆成π型,就变成两个 1.5pF。
那要如何判断零件值冷不冷门呢,简单的判断准则是找没名气的二线小厂商,跟他们要 Sample Kit,Sample Kit 里面有出现的值,多半不会太冷门,可以不用担 心备不到料的问题。
接下来,我们以 Block 的观点,探讨 GSM/WCDMA 的 Tx/Rx Matching。
GSM Tx Matching
一开始板子会有这些零件,
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然后,把 ASM 跟 GSM PA 拔掉。
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Step1. 把ASM跟WCDMA间的S11以及S22,尽量Tune成50Ohm
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因为这段是影响 GSM/WCDMA 所有 Tx 跟 Rx,所以一旦有 50 Ohm,就直接 Fix 住,之后 Tune 其它 Band 或是 Rx,都不要动这段。
Q. 为啥 Connector 不用 Reference Plane ?
Ans :
原因是当 Connector 端接上 RF Cable 时,其 Connector 与后面天线弹片间是 Open 的,此即为最佳的 Reference Plane。
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Step2. 再把ASM 跟 GSMPA间的S11 跟 S22都尽量Tune成50Ohm
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Step3. 拿另一块板子,GSM PA 跟 ASM 都有 Mount 上去的,把 PA 拔掉, 再把之前 Tune 的新 Matching 值换上去,并量测 GSM PA 到 Connector 的 S21,这样对于 PA chip out 到 Connector 会有多少 Loss,至少有个底。
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WCDMA Tx Matching
一开始板子会有这些零件
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因为在 GSM 阶段,ASM 到 Connector 已经 Tune 到 50 Ohm,所以我们就 Fix 住, 不再去动它
然后把 WCDMA PA 跟 ASM 拔掉
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Step 1. 把 ASM 跟 WCDMA 间的 S11 以及 S22,尽量 Tune 成 50 Ohm
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Step 2. 拿另一块板子,所有零件都有 Mount 的,把 WCDMA PA 拔掉, 并换上新的 Matching 值,然后量 WCDMA PA 到 Connector 的 S21, 这样对于 WCDMA PA Chip output 到 Connector 有多少 Loss,至少有个 底。
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Q. 为啥不是 ASM 到 Duplexer,以及 Duplexer 到 PA 分两段作 Matching ?
34.JPG 35.JPG
Ans :
当然如果严谨一点,是必须这样做。不过因为 Duplexer 本身也是 Passive 组件, 同样也是不必等软件 Ready,有板子就能做 Matching,因此为节省时间,就直接 ASM 到 WCDMA 做一次 Matching 即可。
除非是发现 Matching Tune 不太动,因为 Duplexer 的 input & output 各有三颗元 件,一共六颗组件,变量太多,这时就可以分段做 Matching,把变量先缩减为 三个,以加速 Matching 进度。
Q. 每个频率点的 Load pull 都不同,为啥却一律都 Matching 50 欧姆 ?
Ans :
因为方便省事。确实,对某些频率点而言,50 欧姆的输出功率未必最大,耗电 流未必最小,谐波也未必最小。
但是,仔细观察 Load pull 会发现,50 欧姆的输出功率、耗电流、谐波,通常也 不会差到哪里去,就算不是最佳,也不至于差到无法接受。 除非是要对某个特性做优化,好比 Insertion Loss 太高 (因为 Trace 线宽太细), 希望有最大输出功率。或是客户对于通话时间很要求,希望有最小耗电流。又或 者是 Harmonics 的 Performance Fail,希望有最小谐波。这时就必须专程把 Load Pull Tune 到特定的阻抗值。
Q. 为啥 PA input 不做 Matching ?
Ans :
也是为了方便省事。因为 PA 的 Load Pull,理论上是由 PA 的输出阻抗决定,跟 PA 的输入阻抗没有关联,就算有影响,其影响程度也是很小,远小于 PA 的输出 阻抗,除非在 Layout 上,PA 的 input 跟 output 靠太近,相互耦合,那么 input 就会影响输出阻抗,而能量大的 output,也会干扰能量小的 input。
再者,以 TQM6M4068 这颗 PA 为例 [2],其 PA input 范围为 0 dBm ~ 6 dBm, 因此即便 PA input 不做Matching,有 Mismatch Loss,但只要该 Loss 不至于让 PA input 连低标 0 dBm 都没有,那么就不至于会有太大 issue。
Q. 可是当 PA Mount 上去,且处于 Active 状态时,PA output 看出去的 Load pull 还会是 50 欧姆吗 ? 会不会 Passive 时的 Load pull,跟真正 Active 时差很 多 ?
Ans :
坦白说,小弟并未比较过 Passive 与 Active 的 Load pull 比较,所以不知是否会 差很多,但是依小弟经验,如果Passive 有 Tune 好,Active 时的 Performance 不至于差到哪去,就算有 Fail,也不太会是 Matching 因素。
况且,如果最后发现,该 Fail 真的与 Matching 有关,那么再 Fine-tune 一下电感 电容值即可 (这时就直接硬 Tune 了,小弟只有在 Passive 时会看阻抗 Smith Chart,当软件 Ready,可以 Active 时,就直接只看 Pretest 结果,Pass 就 Fix 住, Fail 就再继续硬 Tune)。
GSM Rx Matching
一开始板子会有这些零件
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前面说过了,ASM 到 Connector 的 Matching 已 Fix 住就不再动,故直接由 ASM 到 Balun 开始。
然后把 Balun 跟 ASM 拔掉,
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Tune 到 50 欧姆即大功告成。
WCDMA Rx Matching
一开始板子会有这些零件
38.JPG
然后把 Duplexer 跟 ASM 拔掉,
39.JPG
Tune 到 50 欧姆即大功告成。
Q. Balun/Duplexer到Transceiver这段不用Tune吗 ? 
Ans :
当然要,因为这边的Matching离Transceiver最近,对于Sensitivity有很大影响。但是Balun/Duplexer到Transceiver这段,多半都是走Differential,
40.JPG
因此若要Tune Matching,不能像之前Single-end一样,要先知道如何用VNA看Differential阻抗[3],然后再Tune Matching。过程比Single-end来得复杂,依个人经验,小弟在完成ASM到Balun/Duplexer的Passive Matching后,接着等软件Ready,便直接硬Tune后端Differential的Matching,直接只看Sensitivity,若有达成目标,就Fix住,若没有就继续硬Tune。
Reference
[1] 优化 RF3166 PA 效率之实例分析
[2] TQM6M4068 Advance Data Sheet
[3] Ordinary Vector Network Analyzers Get Differential Port Measurement Capability

来源:百度文库

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137017878_53659 2019-2-12 11:54:57 显示全部楼层
谢谢分享!一直想弄,公司没有网分,悲剧啊!
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