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【干货】电路设计师指导手册(已更新完毕)

2016-11-2 07:13:21 显示全部楼层

  下面整理了一份电路设计师指导手册,讲解了五个部分的内容,以供大家参考,共同学习。
  
第一部分:接地与布线
第二部分:电源返回路径与I/O信号接地
第三部分:板间互连、星形接地及屏蔽
第四部分:安全地以及电线/电缆
第五部分:射频电缆、双绞线与串扰
  
  第一部分:接地与布线

  1.1 接地

  任何电子或电气电路都有一个基本属性,即电路中呈现的电压都有一个公共的参考点,这个公共点习惯上被称为地。这个术语源自电气工程实践活动,在这些活动中参考点经常是指钉入大地的一颗铜钉。
  这个点也可能是电源与电路之间的的一个连接点,此时这个点被称为0V(零伏)轨,而地和0V通常是同义词(有些令人困惑)。这样,当我们谈到5V电源或-12V电源或2.5V参考电压时,这些电压的参考点都是0V轨。
  而实际地并不等同于0V。基于安全的原因,需要用地线将设备连接到大地,在正常工作中地线是不承载电流的。然而,本文中的“接地”一词是按通常的意义使用的,包括安全地以及信号与电源返回路径。
  电路中出现问题的最大一个原因也许是将0V和地想当然认为是一样的。事实上,在一个工作电路中只有一个点是真正的0V。“0V轨”的概念实际上是一种自相矛盾的说法。这是因为任何实际导体都有有限的非零电阻和电感,欧姆定律告诉我们,在非零阻抗的任何物体上流过的电流都将在这个物体两端产生一个电压。
  一个工作中的电路将在指定为0V轨的这些导体中形成电流流动,因此如果轨的任何一点处于真正的0V(比方电源连线),那么轨的其它部分将不等于0V。这种情况可以用图1.1中的例子来解释。
  
  图1.1   0V轨沿线的电压。
  假设0V导体具有10mΩ/英寸的电阻,A、B、C和D点分别间隔一英寸。那么A、B和C点相对于D点的电压是:
  VC = (I1 + I2 + I3) × 10 mΩ = 400 μV
  VB = VC + (I1 + I2) × 10mΩ = 700 μV
  VA = VB + (I1) × 10mΩ = 900 μV
  现在,经过上述深入浅出的介绍后,你可能会说,世界上存在成千上万的电路,它们必定都有0V轨,但它们的工作看起来好得很,因此有什么问题呢?大多数情况下确实没有问题。0V导体的阻抗是毫欧级别,电流是毫安,因此形成的几百微伏的压降根据不会损害到电路。0V加上500 μV还是非常接近0V,没有人会担心。
  这样的回答问题在于,很容易让人忘记0V轨,并认为在所有条件下都是0V,但当电路发生振荡或不能工作时会让人大吃一惊。可能发生问题的那些条件是:
  
● 当测得的流动电流单位为安培而不是毫安或微安时;
● 0V导体阻抗的测量值单位为欧姆而不是毫欧时;
● 最终压降不管值是多少,其数量级或配置情况都将影响到电路正常工作。
  什么时候考虑接地

  优秀的电路设计师的优秀品质之一是,知道何时需要慎重考虑这些条件,何时可以安全地忽略这些条件。通常的复杂性在于,你作为电路设计师可能不负责电路版图,版图设计要交给专门的版图人员完成(他们又可能会将许多布线策略交给软件包)。接地对版图来说总是敏感的,不管是分立的布线还是印刷电路板,如果设计要求比较高,设计师就必须在这方面具备一定的知识,并进行有效控制。
  这里的技巧是要确保你知道哪里有地返回电流在流动,这种流动有什么后果。或者如果这太复杂的话,确保不管这些电流在哪里流动,造成的不良后果最小。虽然上述评论的对象是0V和地线,因为它们是最被认可的,但问题的实质是普遍性的,适用于电流流经的任何导体。电源轨(或轨)是另外一种特殊情况,此时的导体阻抗可能会产生问题。
  1.1.1 在一个单元内的接地

  本文中提到的“单元”可以指单个电路板或一组电路板以及在同一个外壳内与之相连的其它线缆,因此你可以确定一个“局部”的接地点,比如主电源地的接入点。图1.2给出了一个例子。
  
  图1.2 典型的单元内部走线机制。
  假设如印刷电路板(PCB)1包含输入信号调节电路,PCB2包含用于信号处理的微处理器,PCB3包含大电流输出驱动器,比如用于继电器或灯的驱动器。你可能不会把所有这些功能放在分开的板上,但如果按分开的方式考虑可以更容易描述和理解其中的原理。
  电源单元(PSU)为前两块电路板提供低压电源,为输出电路板提供较高的电源。这是一种相当普遍的系统版图,图1.2可以用作说明好坏实践的起点。
  1.1.2 机箱地

  首先需要注意的是,地线只连接到金属机箱或外壳的一个点。所有需要连到机箱的地线都被引到这个点,这个点应该是专用于此目的的金属螺柱。
  这些连线有主电源安全地(后面会有更详细的讨论)、0V电源轨以及电源本身可能要求的任何屏蔽与滤波连接(如变压器中的静电屏蔽)。
  机箱单点接地的目的是为了防止在机箱中形成循环电流1。如果使用多个接地点,即使存在另外一条电流返回路径,机箱中也会有与之成比例的电流流动(图1.3)。具体比例则取决于阻抗比,而阻抗又取决于频率。
  
  图1.3 具有多个接地点的返回电流路径。
  这种电流很难预测,而且可能受到结构变化的影响,因此它们会产生极其意外又令人恼火的效应:可能花了很长时间去跟踪振荡或干扰问题,最后发现当机箱板上一颗不起眼的螺钉经过紧固后问题消失了。
  机箱连接处会受腐蚀的影响,因此单元性能可能随时间推移而劣化,而且会受机箱材料表面氧化的影响。如果你使用多点机箱接地,那么更加仔细地考虑机箱电气结构就很有必要。
  但是,当要求射频屏蔽和/或低电感接地时,多点接地也许是必须的。
  1.1.3 铝的导电特性

  由于铝是一种轻量、坚固和高导电性的机箱材料,在整个电子行业中有着广泛的应用——只有银、铜和金具有更高的导电率。铝机箱具有相当低的体电阻,因此非常适合用作导电接地端。
  遗憾的是,铝的另外一种属性(在其它情况下非常有用)是它的表面很容易氧化,以致于所有实际使用的铝材都覆盖有一层氧化铝(Al2O3)薄膜。氧化铝是一种绝缘物质。事实上,它的绝缘性能相当好,以致于阳极电镀铝常用作散热器上的绝缘垫圈,因为在这种铝材表面通过化学处理方法专门生成了一层很厚的氧化膜。
  这种品质的氧化铝的实用结果是,连接在一起的两层铝之间的接触电阻异常高。实际电气接触只是在氧化膜破裂的地方。因此无论何时只要你想保持由多片铝板做成的机箱的导电连续性,你必须确保铝板紧密地绑定在一起,最好采用焊接或紧固的方法,后者可以使用防震锯齿形垫圈并使之深入铝材表面。
  接地点可以采用同样的方法。最好的连接方式是压接或焊接螺柱(因为铝焊接起来比较困难) (图1.4),但如果这种方式不可用的话,可以在与铝材接触的螺母下面使用防震锯齿形垫圈。
  
  图1.4:到铝材的电气连接。
  其它材料

  另外一种常用的机箱材料是镀镉或镀锡的钢材,这种材料不存在氧化的问题。低碳钢的体电阻是铝材的三倍,因此导电性不是太好,但它具有更好的磁屏蔽属性,并且价格较低。
  压铸型锌材也非常流行,因为它重量轻,强度大,并且通过压铸工艺很容易做成复杂的形状。锌的导电性是铜的28%。在导电性为主、成本次要的场合(比如射频电路),还可以使用其它金属,特别是镀银的铜。(在镀银层表面形成的)氧化银优点是具有导电性,并且很容易焊接。表1.1给出了几种金属的导电性和温度系数。
  表1.1 几种金属的电导率。
  
  1.1.4 接地环路

  机箱单点接地的另外一个理由是,循环的机箱电流与其它接地线结合在一起时会产生所谓的“接地环路”,这是低频磁感应干扰的一个重要来源。
  磁场感应出的电流只能在闭环电路中流动。磁场广泛存在于电源变压器周围——不仅是传统的50Hz主变(美国是60Hz),还有开关电源中使用的高频开关变压器和电感——以及其它电磁设备周围,如电流接触器、螺线管和风扇。同时还可能存在外部磁场。接地环路的感应机制如图1.5所示。
  
  图1.5:接地环路。
  楞次定律告诉我们,环路中感应的电动势(EMF)是:
  V = -10-8 × A × n × dB/dt
  其中A是单位为cm2的环路面积,B是假设均匀磁场条件下单位为μT的归一化通量密度,n是匝数(单匝环路时n=1)。
  举个例子,在合理尺寸的主变压器、电流接触器或电机附近通常有一个10 μT 50Hz的磁场,它们以合适的角度穿过一个面积为10cm2的环路平面(这个平面是在长10cm的机箱上方1cm处安装一段导体并在两端接地的情况下形成的),这时感应到的电动势是:
  V = -10-8 × 10 × d/dt(10 × sin 2π × 50 × t)= -10-8 × 10 × 1000π × cos ωt= 314 μV peak
  磁场感应通常是一种低频现象(除非你刚好非常靠近一台大功率的无线发射器),从这个例子可以看出,在大多数情况下感应到的电压是很低的。但在低电平应用中,特别是音频和精密仪器,这些电压就变得相当显著。如果输入电路包含一个接地环路,干扰电压将与有害信号一起直接注入进来,并且无法分离。解决这个问题的方法有:
  
● 通过只在一点接地打开环路
● 通过将侵害线靠近地平面或机箱布线或直接短路来减少环路面积(上面公式中的A项)
● 通过重新调整环路或干扰源的位置或方向来减少归一化到环路的磁通量
● 减少干扰源,比如使用环形变压器
  
  
回顾:第一部分开始对接地有了初步了解:何时考虑接地,机箱材料如何影响接地,以及接地环路问题。下面是第二部分,主要讨论电源返回路径与I/O信号接地。
  第二部分:电源返回路径与I/O信号接地

  1.1.5 电源返回路径

  从图1.2可以看出,输出电源0V连线(0V(B))是与0V(A)分开的,只在电源本身上有链接。如果比方说因为走线经济方面的原因,你没有按照这个操作,而是在PCB3和PCB2处将0V轨接在一起,如图1.6所示,将会发生什么情况呢?
  
  图1.2 典型的单元内部走线机制。
  
  图1.6:公共电源返回路径。
  来自PSUB/PCB3和PSUA/PCB2的电源返回电流I0V现在共享相同长度的导线(或单块PCB系统中的走线)。这根导线显著具有某个非零的阻抗,比如出于直流目的其值为RS。在原始电路中,这根导线只承载I0V(2),因此上面产生的电压是:
  VS = RS × I0V(2)
  但在经济型电路中,
  VS = RS × (I0V(2) + I0V(3))
  这个电压与连接两块电路板的电源电压串联在一起,因此要从电源电压中减去这个值。将一些典型数值代入公式,
  VB+为24 V 时,I0V(3) = 1.2 A,因为它是一个大功率输出电路板;
  VA+为3.3 V 时,I0V(2) = 50 mA,因为它是一个微处理器板,上面有一些CMOS逻辑;
  现在假设,因为多种原因,电源与电路板有一定的距离,你只能用2米长的7/0.2mm设备导线连接,这根导线在室温下的电阻约为0.2Ω。那么电压VS将是:
  VS = 0.2 × (1.2 + 0.05) = 0.25 V
  在虑及供电电压容差和其它压降之前,上述导线将使PCB2上的电源电压下降到3.05V,低于3.3V逻辑电路工作的下限。一种错误的导线连接将使你的电路工作岌岌可危!当然,也要从24V电源中减去0.25V,但这个电源减小约1%基本上不会影响到正常工作。
  不断改变的负载

  如果PCB3上的1.2A负载在变化——比方说几个大电流继电器可能在不同时间切换,从全关到全开——那么PCB2上的VS压降也会发生变化。这种情况通常比静态压降要糟糕,因为它会在0V线上引入噪声,最终造成的后果包括:处理器工作不可靠,设置的电压阈值发生变化,以及奇怪的反馈效应,比如继电器的颤动,或者在音频电路中产生低频“次声频”振荡。
  为了进行比较,将相同的数字应用于图1.2,并且采用分开的0V返回线。现在有两个压降需要考虑:针对3.3V电源的VS(A)和针对24V电源的VS(B)。VS(B)是1.2A乘上0.2Ω的值,与前面算的值(0.24V)相同,但只从24V电源中减掉。现在VS(A)是50mA乘以0.2Ω,或10mV,对于PCB2的3.3V电源来说压降几乎是0V,可以忽略。规则是:每次都要把电源返回路径分开来,以便每个电源的负载电流在分开的导体中流动(图1.7)。
  
  图1.7 连接电源返回路径的方式。
  值得注意的是,当不同电源具有不同的0V线(如图1.2)中所示)时,这个规则最容易满足。但是,如果使用公共的0V线,上述规则也应该满足,如上图所示。为求内心的平静,对布线的额外付出总是值得的。
  电源轨馈线

  上述规则同样适用于电源轨馈线及其返回路径,事实上当电流要在多个电路之间共享时任何连接都要满足这个规则。比方说PCB3上的大功率负载也从+5V电源VA+得到供电,那么更好的连接方法是两个分开的馈电线(图1.8)。
  
  图1.8 : 分开的电源轨馈线。
  这样的理由与0V返回路径是相同的:当采用单根供电线时,会出现与供电电压串联的公共压降,这次这个压降是注入电源轨而不是0V轨。故障症状也是相似的。
  当然,上述例子多少是有些人为的,因为为了得到期望的电流通常要使用尺寸更加合适的导线。在长导线中流经大电流要求低的电阻,因此要求使用厚的导体。如果你预测有显著的压降,那么你就得劳烦计算在给定线径、长度和电流条件下的压降值。第24页上的表1.3给出了普通导线的电流承载能力供参考。前面这个例子的要点是,压降具有当你不希望见到它们时突然出现的习惯。
  表1.3
  
  导体阻抗

  需要注意的是,在前面的例子以及后面几页的例子中,为了简单起见,都假设导线阻抗是纯电阻。事实上,实际的导线既有电阻也有电感,当导线承载交流信号时电感就会起使用,并且随着信号频率的增加电感效应愈加明显。
  一米长的16/0.2规格设备导线具有38mΩ的电阻和1.5μH的自感量。在流经4A直流电流时,这段导线上的压降为152mV。而变化率为4 A/μs的交流电流将在上面产生6V的电压。注意这个差别是很大的!后面对导线类型的讨论包含了详细的电感方面内容。
  1.1.6 输入信号地

  图1.2显示输入信号被直接连线到了PCB1,没有在PCB外面接地。为了在此基础上作进一步扩展,两线单端输入连接的优选方案是将接地回路直接接到输入放大器的参考点,如图1.9(a)所示。
  
  图1.9:输入信号接地。
  找到单端输入上的参考点通常并不容易:输入电压必须在这个点上生成,以便放大器增益单独作用于这个点。这样,通过公共阻抗的方式就不会引入与有害信号串接在一起的额外信号。在图1.9的不良输入布线例子中,从(b)到(d)情况越来越糟糕,阻抗X-X将成为一个有害的输入信号源,因为除了输入电流外,还有其它电流在上面流动。
  连接到PCB上其它地方的0V

  对印刷电路版图控制的不充分是导致方案(b)的最常见理由,特别是如果使用了自动布线版图软件的时候。大多数CAD版图软件都假设0V轨是一个单节点,能够在走线的任何点连接0V轨。为了克服这个问题,要么将输入返回点规定为独立的节点,然后在以后连接,要么根据要求对最终版图进行编辑。人工设计版图也会犯完全相同的错误,虽然在这种情况下导致错误的原因是设计师和版图起草人之间缺少沟通。
  连接到装置内的0V

  方案(c)也经常遇到,这种情况经常发生在输入连接器的一个极点自然地与金属外壳接触,比如使用标准BNC同轴连接器时发生的情况,或者由于节省连接器的原因,在分布于多块电路板的多个输入、输出或控制信号之间共享公共地导体之时。如果是敏感性高的输入信号,那么后者是错误的节约了。如果你必须使用BNC类型的连接器,你可以选用带绝缘垫圈的版本,或者将它安装在金属外壳孔洞中的绝缘子面板上。
  还有种偶然的情况,那就是将同轴线从未绝缘的BNC插座经内部连接到PCB,而同轴外壳与BNC外壳及PCB 0V连接在一起,这时会引入地环路(见1.1.4小节),除非这是走地电流的唯一路径。但在射频频率时,这种效应会由于同轴电缆能够集中信号并在电缆内返回电流而解决,因此地环路只是低频时会出现的问题。
  外部地连接

  尽管方案(d)是可以想像的最可怕的输入接地方式,但不幸的是并不少见。现在,不仅装置内部的噪声信号会耦合进信号路径,而且所有方式的外部地噪声都包含在内。局部地电位差高达50Vat的工频会存在于特别糟糕的地方,比如发电站,而几伏的电位差较为常见。
  使用这种版图的唯一可以想到的理由是,输入信号已经被固定连接到装置外部的远程地。如果确实是这种情况,最好是使用图1.9(e)中的差分放大器,对低电平信号来说这通常是唯一可行的解决方案,而且对单端信号来说是正确方法的合理演进(a)。如果由于某种原因你无法接受来自输入信号的地返回连接,那么你将遭受到地注入噪声。
  如果目标输入信号的幅度比地注入干扰高好几个数量级,那么图1.9(b)到(d)所示的所有方案都将完美工作,而这是经常发生的情况,也是它们最早成为习惯做法的原因。如果具有很好的实用性采纳理由(比如连接器或走线成本限制),而且你能肯定干扰电平不是个问题,那么就这样做吧。但你在确保现场不会发生问题之前,你需要确保所有可能的连接路径都能受控。
  1.1.7 输出信号地

  基于相反的理由,输出信号也需要同样的防范措施。输入响应不利于外部干扰,而输出是干扰之源。通常在电子电路中,输入和输出之间存在某种形式的功率放大,因此输出将工作在比输入更高的电流值,因此存在有害反馈的可能性。输出至输入接地耦合的经典问题是,输入和输出在哪里共享公共阻抗,这与前面讨论的电源轨公共阻抗是相同的方式。在这种情况下,输出电流将经过与输入信号返回连接相同的导体循环流动(图1.10(a))。
  
  图1.10 输出到输入耦合。
  可将一种剪裁后的反馈机制通过RS的方式插入这个电路。放大器端子处的输入电压应该是Vin,但实际值为:
  Vin' = Vin - (Iout × RS)
  重新画这个电路,将所有对象都以放大器接地端子为参考(图1.10(b))可以看得更清楚。这个电路的增益计算公式是:
  Vout/Vin = A/(1 + [A × RS/(RL + RS)])
  这个公式表明,当[A × RS/(RL + RS)]这个项的值远小于-1时,电路将发生振荡。换句话说,对于反相放大器而言,负载阻抗与公共阻抗之比必须小于增益才能避免出现不稳定性。
  即使电路保持稳定状态,但由于RS引起的额外耦合也会影响期望的响应。同时要记住,上面的所有项都会随频率而改变,而且改变方式非常复杂,因此在高频时的响应是不可预测的。注意,虽然这种现象存在于模拟系统方面(例如音频放大器),但只要是有输入-输出增益的任何系统都会受到同样的影响。对于具有模拟输入和数字输出并且受控的数字系统来说这个理论同样成立。
  避免公共阻抗

  更好的解决方案是通过仔细设计输出和输出接地版图完全规避公共阻抗。我们已经讨论了输入接地,而输出接地方案实际上是相似的:将输出接地回路直接连到提供输出电流的点,两者之间再无其它连接(或至少没有其它易感连接)。
  正常情况下输出电流来自电源,因此最好的解决方案是将返回路径直接接回电源。这样图1.2中PCB3的版图应该像图1.11(a)中那样给大电流输出提供一个独立的接地走线,或者大电流输出端子应绕过PCB3直接返回电源(b)。
  
  图1.11 输出信号返回路径。
  如果PCB3只包含对RS上产生的电压不敏感的电路,那么第一种解决方案是可以接受的。关键点是要提前确定返回电流将流向何方,并确保它们不影响其余电路的工作。要做到这一点,必须分析理解任何公共连接的交流和直流阻抗、输出电流的幅度和带宽以及对可能受影响电路的易感性。
  
  
回顾:第一部分开始讨论接地:何时考虑接地,机箱材料如何影响接地,以及接地环路问题。第二部分讨论了电源回路和I/O信号接地。
  第三部分:板间互连、星形接地及屏蔽

  1.1.8 板间接口信号

  有一类信号我们还没有讨论到,那就是在某个装置中从一块电路板传送到另一块电路板的那些信号。一般这些信号是已经处理过的数字控制信号或模拟信号,因此电平不会很低,不容易受地噪声的影响,电流也不会太高而产生显著的噪声。为了全面地考察地回路,这些信号不应该被遗漏:问题是,对它们要做些什么?
  答案通常是什么也不做。如果板间信号明确不包含地回路,那么信号返回电流必须沿电源连线流动,因此接口将承受这些线上存在的所有地注入噪声Vn(图1.12)。
  
  图1.12 板间的地噪声。
  不过如果你的接地方案是经过深思熟虑的,那么这些噪声可能还不足以影响接口的工作。例如,100mV的噪声串行注入到噪声余量为1V的CMOS逻辑接口是没有直接影响的。或者,交流噪声注入到接口输入端采用了很好滤波的直流模拟信号也是可以忍受的。
  分割信号回路

  偶然会有长距离地回路的情况,这对接口是不太好的。典型情况有:
  
● 当传送的是高速数字信号,而地回路又具有太大电感时,将导致信号过渡处发生振铃;
● 当连接的是不能忍受注入噪声的精密模拟信号或低电压直流差分信号时。
  如果你试图为感兴趣的信号提供局部板间地线来解决这些问题的话,你可以需要冒为电源返回电流提供另一条路径的风险,从而达不到局部地线的目的。只有一部分电源返回电流将在本地链路中流动(图1.13),具体比例取决于相关阻抗,你可能会退回到起点。
  
  图1.13 经过板间链路的电源返回电流。
  如果你真的需要局部信号回路,但地返回电流用起来又有麻烦,那么你可以采用下面两种方法:
  ● 将接口输入侧的地回路(图1.14)和PCB上的其它地分割开来。这样做可以具有将板内的地噪声注入点移到输入缓冲器之后的效果,从而达到你的目的。这种方案在实施时需要在空隙X-X中放置一个几欧姆的“阻塞”电阻。这样可以阻止直流地的电流流动,因为它的阻抗相对高于正确地路径的阻抗,但它在高频时能有效地将输入缓冲器连接到其父地,如果板间链路断开时能够防止它悬浮。
  ● 在接口处使用差分连接。这时的信号电流是平衡的,不需要地回路。任何地噪声都以共模方式注入,并被输入缓冲器所抵消。当高速或低电平信号必须相隔一定距离通信时,这种技术很常见,对于板间电平信号来说这种技术也是适用的。当然,这种技术比典型的单端接口要昂贵,因为它需要专门的缓冲驱动器和接收器。
  
  图1.14 分割地回路。
  1.1.9 星-点接地

  选择电路中的一个点、然后将所有地回路接到这个点是可以当作电路规则的一种技术。这个点被称为“星点”。图1.2显示了这种技术在将机箱、市电地、电源地和0V回路连接到一个点时的有限应用。这个点还能被用作印刷电路版图上的局部子地点。
  当需要实现的连接数量相对较少时,这是一种有用而且很简洁的技巧,特别是它还能为电路测量提供公共的参考点。这个点能够和用于输出电压的类似星点一起用作检测电源电压的参考(见图1.2)。当到达这个点的连线较多时,会变得越来越乱,因此不应取代对预期地电流回路的全面分析。
  
  图1.2 典型的单元内部走线机制。
  1.1.10 装置之间的地连接

  许多接地技术方面的理论在遇到多个互联装置时都要求进行拆分。这是因为设计师通常都没法控制安装哪个装置,或者迫于安全相关或其它安装操作的压力要应对有悖于良好接地操作的情况。
  两个市电供电的装置之间有一根(或多根)信号线连接就是一种典型案例(图1.15)。这是一种最容易解释和观察的情形。实际装置可能要复杂得多,比如要处理多个装置,或者不同甚至矛盾的接地机制,或者采用了额外机械性的绑定方式。
  
  图1.15 通过市电实现装置间的地连接。
  这种配置与图1.12是完全相似的。用Vn表示的地噪声通过市电地导体实现耦合,它是不可预测和不可控制的。 如果两个装置被插入同一市电插座,这时噪声虽然永远不可能是零,但很小, 因为某些噪声只是因为设备市电电缆中的火线和零线靠得很近才感应到的。
  但这种配置无法被套用:可能所用的插座相隔较远的距离,甚至在不同的配电环上,在后面这种情况下,地线路径会很长,可能包含多种噪声注入源。注入噪声的绝对值可以从非常安静地点的不到mvRMS到几伏甚至几十伏,就像1.1.6小节提及的那样。这种噪声实际上与信号连线串接在一起。
  为了将每个装置中的信号地连接到一起,通常会将地回线与同一电缆中的信号一起走,但是这样做后:
  
● 噪声电流会在信号地中流动,因此地回路阻抗(Rs)远小于噪声源阻抗(Rn)很重要——通常是这样,但不是一成不变的——否则地注入噪声将无法减小;
● 形成了地环路(图1.16,可以与1.1.4小节进行比较),根据其自然特性,这个环的面积可能会很大,而且可变,会穿过各种磁场源,因此感应到的地电流会成为真正的危险源。
  
  图1.16: 通过信号和市电大地形成的地环路。
  分割地链路

  如果信号电路的易感性达到预期的环境噪声会影响它的程度,那么你将有许多可能的设计选项:
  
● 使一个或其它装置处于悬浮状态(断开它的市电地连接),这样就断开了市电引线中的地环路。如果是电池供电的设备,实际上已经做到了这一点,事实上这也是使用电池供电仪器的一个充足理由。在一类安全(接大地)的市电供电设备上是不能这样做的,因为这样做违反了安全保护规定。
● 正如早前提及的板间信号那样,通过差分链路传送信号信息。虽然这时对信号来说地回路是不必要的,但还是建议包含一个地回路,用于在装置之间的电压差太大时提供保护。现在噪声信号相对于有用信号以共模的形式注入,会被输入电路的共模抵制功能所衰减。这种共模信号可以高达电路的工作极限——通常达几伏。
● 从电气上隔离接口。这涉及到将直接电气连接全部断开,通过其它方式传送信号,比如放大器、光耦或光纤链路。这种方法允许装置在几百伏甚至更高的噪声环境中正常通信,可忍受的噪声大小取决于隔离的额定电压。从另一方面看,这种方法有助于在用其它方法无法消除的相对适量的噪声环境中实现低电平交流信号的传输。
  1.1.11 屏蔽

  这里必须要提及一些屏蔽装置间电缆的技术,虽然这些技术作为第8章的主题更为合适。屏蔽电缆用于防止信号线拾取噪声,或防止电源或信号线辐射噪声。这种看起来很简单的功能在实际应用中其实并不那么简单。屏蔽电缆的特性将在后面详细讨论(见1.2.4小节),这里主要介绍如何使用屏蔽电缆。
  在电缆的哪一头连接屏蔽层,连接到什么地方?没有一个正确的答案,因为与具体应用有关。如果电缆用于连接两个都包含在屏蔽外壳内以阻止射频能量出入的装置时,电缆屏蔽层必须被认为是外壳的延伸,因此两端都必须通过低电感方式连接到屏蔽外壳,最好是连接器屏蔽体本身。
  
  图1.17:射频电缆屏蔽连接。
  这是电磁兼容规则的典型应用,在8.5和8.7小节将有更完整地讨论。需要注意的是,如果两个装置外壳自身是分开接地的,那么这样做将(再次)形成地环路。因为地环路是一种磁耦合危险因素,而在较高频率时磁耦合的重要性会降低,因此当屏蔽的目的是要减少高频噪声时,通常这样做不是问题。如果你既想屏蔽高频,又想屏蔽低频,那么就有难度了,因为在低频时你只能在一端将屏蔽层接地。在这种情况下,你可能需要使用双屏蔽电缆这种昂贵的方法了。
  屏蔽层不应用于承载信号回路电流,除非是射频信号,而且你用的是同轴电缆。否则感应进来的噪声电流将叠加到信号上,降低屏蔽效果。一般情况下,你要使用屏蔽对来承载高阻抗低电平的输入信号,因为这种信号很容易发生电容性耦合。(电缆屏蔽对磁耦合无效,对抗磁耦合的最佳方法是用双绞线)
  哪一端接地才能实现低频屏蔽

  如果输入源是悬浮的,那么屏蔽层可以在放大器输入端接地。周围带悬浮屏蔽壳的源可以将这个屏蔽壳连接到电缆的屏蔽层。但是,如果源的屏蔽壳本身是接地的,那么连接电缆屏蔽层将形成地环路,这是不合适的:屏蔽层中感应到的地环路电流将耦合进信号导体。一个或其它电缆屏蔽端应处于悬浮状态,具体取决于在另外一端存在的不可避免通过容性耦合到地的噪声相对数值(Cc)。如果你有得选择,通常是源端(可能是换能器或传感器)具有较低的耦合电容,因此这端应该悬浮。
  如果源是单端或接地的,那么电缆屏蔽层应该在源端接地,(差分)输入端要么悬浮,要么通过扼流圈或低值电阻连接到放大器的地。这样可以保持直流和低频信号的连续性,同时阻止沿屏蔽层感应到的较大高频电流的流动。屏蔽层不应在信号的对端接地。图1.18显示了这种应用方式。
  
  图1.18 电缆屏蔽连接选项。
  静电屏蔽

  当你使用屏蔽电缆防止来自输出或装置间线缆的静态辐射时,地环路感应通常不是问题,因为信号不容易受到影响,而电缆屏蔽层的两端最好都连接到地。重点是,每个导体都有一个分布式(而且是可测量的)电容到屏蔽层,因此只要在屏蔽层内有交流信号传输,屏蔽层上面就会有电流流动。
  
  图1.19 导体到屏蔽层的耦合电容。
  必须为这些屏蔽层电流提供低阻抗的地回路才能使屏蔽层电压不会变得显著。当你考虑屏蔽层上感应的噪声耦合进导体的问题时,则要反过来采取同样的措施。
  表面传输阻抗

  在高频应用中,表面传输阻抗概念非常有用,可以用来衡量屏蔽效果。它是由于屏蔽层中干扰电流流动引起的屏蔽电缆内部和外部导体之间产生的电压比值,单位是每单位长度毫欧姆。不要把表面传输阻抗与特征阻抗混为一谈,特征阻抗是没有连接时的阻抗。
  典型的单辫编织屏蔽层的表面传输阻抗在1MHz以下大约是10mΩ/m,并随着频率的增加,以20dB/10倍频的速率上升。常见的铝/聚脂薄膜屏蔽层的这个指标更糟糕,为20dB左右。遗憾的是,电缆制造商很少规定表面传输阻抗这个指标。
  
  
回顾:第一部分开始讨论接地问题:何时考虑接地,机箱材料如何影响接地,以及接地环路问题。第二部分讨论电源回路和I/O信号接地。第三部分覆盖了板间接口信号、星形接地和屏蔽。
  第四部分:安全地以及电线/电缆

  1.1.12 安全地

  确保市电地连接的安全需求非常迫切,因为从前面的讨论可以明显看出,这个需求与抗干扰接地措施经常发生冲突。大多数国家现在都有相关的电气标准,这些标准要求使用危险电压供电的设备在元器件发生故障时应该能够保护用户的安全。主要危害被认为是市电的火线电压被意外连接到用户可能直接接触的设备中的某些部分,如金属外壳或接地端子。
  想象一下这样的故障,即在火线和外壳之间发生了短路,如图1.20所示。火线和外壳正常情况下是隔离的,如果没有地连接,设备将继续正常工作,但用户将在不知情的条件下受到致命电击的威胁。如果连接了安全的地导体,那么起保护作用的市电熔丝将在故障发生时熔断,从而防止危害发生,还能提醒用户故障情况。
  
  图1.20:需要一个安全地。
  基于这个理由,对所有设计使用这类保护措施的设备而言安全的地导体都是必须的,不能依赖于高度的绝缘等级。这种导体必须具有足够大的横截面以承载任何预期的故障电流,而且所有可接触到的导电部件都必须在电气上绑定到导体 。对地连续性的一般性要求是:
  
● 地路径应该保持完好无损,直到保护电路启动工作。
● 阻抗不应显著或不必要地限制故障电流。
  举例来说,EN 60065要求在10A、1分钟的条件下保持导体电阻小于0.5Ω。安全性设计在第9.1节有更详细的讨论。
  1.2 电线和电缆

  本节将简要介绍在典型电子设备中经常见到的电线和电缆的主要类型。由于种类太多,因此发现大多数应用在局部范围内就能得到满足多少有点令人惊讶。首先,明确一些定义:电线是一些单独的电路导体,可以是绝缘的,也可以是非绝缘的。电缆是成组的单个导体,各导体单独绝缘,并且从结构上看包含在总的护套中。
  1.2.1 电线类型

  最简单的一种电线是镀锡铜线,根据要求的电流承载能力的不同有很多种规格。元件引脚几乎总是不变的镀锡铜材,但电线本身在电子行业中并没有广泛使用。其主要应用是印刷电路板上的连接,但越来越多双面板和多层电镀通孔板的使用使得它们经常显得多余。
  镀锡铜线还可以用在可重新接线的熔丝连接中。绝缘式铜线主要用于绕线元件中,比如电感和变压器。其绝缘涂覆层是一种聚氨酯化合物,在加热时具有自熔特性,因此非常方便焊接,尤其是很薄的电线。
  表1.2对各种规格铜线的尺寸、电流能力和其它属性进行了比较。在英国,镀锡铜线要符合BS EN 13602标准,搪瓷绝缘型铜线要符合BS EN 60182 (IEC 60182-1)标准。这些电线出售时都用公制标注,共有两种绝缘等级,等级1的绝缘层比较薄,等级2的击穿电压能力基本上是等级1的两倍。
  
  电线电感

  我们以前曾提过,任何长度的电线都有电感和电阻。截面为圆形的一段直线在高频时的电感值近似计算公式是:
  L = K × l × (2.3 log10 (4l/d) - 1) μH
  其中:l 和d分别是长度和直径,而且l >> d,尺寸单位为英寸时K等于0.0051,为厘米时K等于0.002。
  这个公式可以用来算出表1.2中1米长度电线的电感(注意,这与每米电感值并不完全一样),从表中可以看出,电感只受电线直径的少许影响。增加横截面获得较低的电感值并不容易,不管导体尺寸是多少,当频率大于几kHz时阻抗中的电抗成份就占主导地位。
  一个有用的经验法则是,普通设备电线一英寸长度的电感约为20nH,或者说一厘米长度的电感约为7nH。在性能受物理分割限制的高速数字和射频电路中以及电流变化率(di/dt)很高的电路中,这个因素变得非常重要。
  设备电线

  设备电线主要根据其绝缘性能进行分类。绝缘性能决定了电线的额定电压和环境属性,特别是其工作温度范围以及对化学物品和溶剂侵袭的抵抗能力。应用范围最广的标准类型电线是PVC,其绝缘性能符合BS 4808,最大额定温度为85℃。和25℃时的额定电流一样,你可以找到70℃时的电流值。在特定电流时允许高出最大额定温度15℃。PVC还支持针对大型导体开关设备应用的70℃额定温度以及美国和加拿大UL与CSA标准规定的105℃额定温度。PTFE用于更宽的温度范围,最高可达200℃,但较难使用。
  其它更专用的绝缘材料包括用于测试引线的超柔性PVC以及用于高温(150℃)和恶劣环境的硅橡胶。许多电线能满足军用、电信和安全权威认证要求,在这些客户部署的项目中必须对此有明确规定。
  表1.3给出了各种常见PVC设备电线的电气特性。注意,每种电线公布的额定电流与允许的温升有关。铜具有每摄氏度0.00393电阻率的正温度系数,因此电阻随电流增加而增加。如果实际环境温度较高,或者自身发热严重,那么使用室温电阻值可能要比实际好几个百分点。
  
  绕线电线

  另外一种专门类型的电线是绕线型电线,主要有两种尺寸和两种绝缘类型:Kynar,商标是Pennwalt,以及Tefzel,商标是Du Pont。Tefzel价格更高,但额定温度也更高,并且更容易剥皮。表1.4列出了4类电线的特性。
  
  1.2.2 电缆类型

  如果忽略比较专业的类型,电缆通常可以大致分成三大类:
  
● 电源
● 数据和多芯
● 射频
  1.2.3 电源电缆

  由于市电电缆通常意味着承载危险电压,因此需要符合严格的标准:英国的主要标准是BS 6500。国际标准方面,PVC绝缘电缆是IEC 60227,橡胶绝缘是IEC 60245。这些标准在欧洲的所有欧洲电工标准化委员会国家中都已得到统一,因此使用带统一代码数字的电缆的任何设备在整个欧洲都是可接受的。
  BS 6500标准规定了一系列额定电流,允许根据应用采用各种护套材料。主要材料是橡胶和PVC。橡胶的价格大约是PVC的两倍,但柔韧性更好,非常适合便携式设备,并且能够达到高温HOFR(耐热和油,阻燃)等级。直流和单相交流下的电流承载能力和压降以及可支撑重量见表1.5。
  
  遗憾的是,美国和加拿大的市电电缆也需要认证,但认证机构是不同的(UL和CSA)。根据欧洲统一标准制造的电缆并不符合UL/CSA标准,反之亦然。因此如果你想把市电供电的设备同时出口到欧洲和北美地区,你需要提供两种不同的电缆。最简单的方法是在设备上使用CEE-22 6A连接器,然后根据不同市场提供不同的电缆组件。这种方法实际上已被所有大批量跨国设备供货商所采用,结果是CEE-22市电插座得到了大量普及。当然,也有几家供货商为不同国家提供成品电缆组件。
  还有一种被信息技术和电信设备广泛使用的方法,即使用“壁瘤”顶插式电源,并为每个市场提供不同的产品,以便电缆承载低压直流,这样就不需要认证的市电电缆了。
  1.2.4 数据和多芯电缆

  当需要在相同的源与目标之间传输多个信号时就会用到多芯电缆。这种电缆永远不要用于提供市电,因为电缆故障可能引发危险。大功率线和信号线也不应存在于同一电缆中,因为可能发生干扰。传统多芯电缆有许多种导体,如7/0.1mm、7/0.2mm和16/0.2mm,带或不带整体编织型屏蔽层。
  与通常的额定电流和额定电压特性一样,电缆也有这些特性,但它们的值要小于单根电线的额定值,因为导体捆绑在一起,导体间电容是一个重要的考虑因素,特别是在计算串扰时(不久还会提到这个问题)。虽然有时会引用150-200pF/m的标称导体至屏蔽层电容,但标准多芯电缆一般不规定电容这个参数。要想知道更完整的规格参数,你需要使用数据电缆。
  数据通信电缆

  数据电缆是一种真正特殊的多芯电缆,但随着数据通信的爆炸式发展,它们现在已经有了自己的一个专门类别。传送数字化的数据有其特殊的问题,特别是:
  
● 需要一次实现多个并行通道的通信,而且通常在短距离内,这就形成了带状电缆。
● 在长距离范围内实现多个通道的高速串行数据通信,这就形成了在一个(屏蔽或非屏蔽的)总护套内存在多个独立屏蔽导体对的电缆。
  导体间电容和特征阻抗(在讨论传输线时会讨论到)对数字化的数据传输来说非常重要,也经常被这些类型的大多数电缆所引用。表1.6对大多数常见的这些电缆特性进行了总结。
  
  结构化数据电缆

  作为数据通信一个重要方面的特殊电缆应用是所谓的“结构化”或“通用”布线。这是通用型数据通信电缆,安装在建筑物或校园的基础设施中,方便以后实现各种电信及其它网络:语音、数据、文本、图像和视频。换句话说,这种电缆的实际应用在安装时是不确定的。为了达到这个目的,ISO/IEC 11801(美国的TIA/EIA-568覆盖相同的范围)标准定义了这种电缆的特性以及连接器特性、性能要求和可接受的布线配置规则。
  在真正设计LAN或电信端口接口之前,设备设计师可能对这种电缆的规范不是很感兴趣。但这种电缆的重要性越来越突出。表1.7给出了人们首选的100U四对电缆的TIA/EIA-568参数(ISO/IEC 11801和EN 50173具有相似的规范) 。该标准支持带宽越来越高的一系列分类。其中的5类和5e类电缆目前非常流行,得到了非常广泛的部署。
  
  标准中还定义了其它一些特性,特别是机械尺寸、串扰性能(针对5e类和6类电缆进行了扩展)以及传播延时偏差等。
  屏蔽和颤噪效应
  数据和多芯电缆的屏蔽分成三大类:
  
● 铜编织带。它能提供很好的通用电气屏蔽特性,但不能实现100%的屏蔽覆盖(典型覆盖率是80%-90%),而且它增加了电缆的尺寸和重量。
● 带或箔。最常见的是镀铝的聚脂薄膜。加蔽线始终保持与金属接触,不仅提供终端接触,而且在螺旋状绕组时可减少屏蔽层的电感量。这种方法的屏蔽效果适中,但几乎不影响电缆的尺寸、重量和柔韧性。
● 组合式箔和编带。这种方法可以为要求严格的环境提供优异的静电屏蔽性能,但比较昂贵——约是箔类价格的两倍。
  针对小信号应用,尤其是低噪声的音频应用,另外一种电缆属性也很重要——由摩擦电感应引起的颤噪效应。任何绝缘体在与异类材料摩擦时都会产生静电电压,当电缆在移动或振动时这种效应将在导体和屏蔽层之间形成噪声电压。
  有种特殊的低噪声电缆可以最大程度地减轻这种噪声机制,它在编带和绝缘体之间加入了一层低阻电介材料用于释放静电荷。当你在终接这种电缆时,要确保上述低阻层被剥回编带,否则在内层和外层之间可能发生近似短路的风险。
  
  
第一部分开始讨论接地问题:何时考虑接地,机箱材料如何影响接地,以及接地环路问题。第二部分讨论电源回路和I/O信号接地。第三部分谈到了板间接口信号、星形接地和屏蔽。第四部分谈到了安全地以及电线/电缆。
  第五部分:射频电缆、双绞线与串扰

  1.2.5 射频电缆

  除了一些特殊应用外,比如高频天线馈线可能使用平衡线,射频信号传输用电缆几乎总是同轴电缆。同轴电缆的突出属性是信号沿着电缆传播产生的磁场被限制在电缆内部(图1.21),与外部环境的交互因此保持在最小程度。
  
  图1.21 同轴电缆
  (图中文字从左至右:护套,屏蔽或外层导体,电介质,内部导体,磁场被限制在外层导体之内。)
  另外一个有用的属性是同轴电缆的特征阻抗很容易定义和保持。对射频应用来说这点很重要,因为在这些应用中电缆长度一般都会超过传输信号波长。1.3小节将讨论传输线的一般属性――其中同轴是一种特殊类型。通常在同轴参数规格中见到的参数有:
  
● 特征阻抗(Zo):通用标准是50Ω,这个值可以在机械属性和电路易用性方面取得很好的平衡。75Ω和93Ω标准常见于视频和数据系统。任何其它阻抗必须被认为是特殊类型阻抗。
● 电介质材料。电介质材料会影响到电缆的各种属性,包括Zo、衰减、电压处理、物理属性和温度范围。固体聚乙烯或聚乙烯是标准材料。蜂窝状聚乙烯的部分电介质绝缘性能由空气间隙提供,因此可以提供较轻的重量和较小的衰减损耗,但比固体材料更容易产生物理变形。这两种材料的额定工作温度是85℃。聚四氟乙烯(PTFE)材料适用于更高温度(200℃)和更低损耗的应用,但价格要贵得多。
● 导体材料。普遍用的是铜。有时也用电镀银,它能通过趋肤效应增强高频传导性,或将铜电镀到钢绞线上以增强强度。内部导体可以是单股或多股线。当电缆有柔韧性要求时,最好使用多股线。外部导体一般是铜编带,同样也是为了柔韧性。编带覆盖程度影响高频衰减和屏蔽效果。对于不要求柔韧性的特殊应用来说,可以使用坚硬的外部导体。
● 额定电压。较厚的电缆通常具有较高的额定电压和较小的衰减。你不能轻易地将额定电压与功率处理能力联系在一起,除非电缆与其特征阻抗相匹配。如果电缆不匹配,会产生电压驻波,进而在电缆沿线的一些特殊位置产生峰值电压,这个值比从功率/阻抗关系推导出的值要高。
● 衰减。电介质和导体的损耗特性导致衰减随频率和距离增加而增加,因此衰减数据一般提供离散频率点每10米的值,你可以从中找到你的工作频率点的衰减值。电缆损耗很容易让你抓狂,尤其是当你使用长电缆传输宽带宽信号、又忘了在末端放出额外几个dB的损耗余量时。
  目前市场上的同轴电缆分成两种标准:针对RG/U(无线电政府,通用型)的美国MIL-C-17标准和针对UR-M(Uniradio)系列的英国BS 2316标准。国际标准是IEC 60096。表1.8给出了一些普通50Ω电缆的比较数据。
  
  一句话警告:永远不要混淆带屏蔽层的音频电缆和射频同轴电缆。它们的编带和电介质材料有很大的区别,音频电缆的Zo是不确定的,高频时的衰减非常大。如果你试图用它来馈送射频信号,那么你在电缆末端是接收不到多少信号的!另一方面,射频同轴电缆可以用来承载音频信号。
  1.2.6 双绞线

  应该对双绞线给予特殊关照,因为它在减小磁性和电容干扰耦合方面特别有效方便。将两根线绞合在一起可以确保电容的均匀分布。到地的电容和到外部源的电容是平衡的。这意味着共模电容耦合也是平衡的,因此可以实现很高的共模抑制。
  图1.22对双绞线和非双绞线(直线对)进行了比较,但需要注意的是,如果你的问题已经是共模电容耦合,那么将线绞起来是没有什么帮助的。要解决这个问题,你需要采用屏蔽技术。
  
  图1.22:双绞线的优点。
  (图中文字从上至下:连续的半绞合可以抵消磁场感应,平衡的到地电容,双绞线,磁场感应不能被抵消,不平衡的到地电容,直线)
  绞给方法在减少低频电磁耦合方面最有用,因为它能将磁环面积减小到几乎为零。每个半绞合都会反转感应方向,因此假设外部磁场是均匀的,那么两个连续的半绞合会抵消线缆与磁场的交互作用。
  有效的环路耦合现在被减小到线缆对两端的小块面积上,加上由于磁场的不均匀性和线缆绞合的不规则性引起的少量残余交互。假设终端面积包含在磁场中,那么单位长度内的绞合数量就不重要了:通常每英尺约8-16圈(每米26至50圈)。图1.23对22-AWG双绞线与间隔为0.032英寸的22-AWG并行线的磁场衰减与频率关系进行了比较。
  
  图1.23 双绞线的磁场衰减。
  (数据来源:R.B.Cowdell在1979年IEEE EMC专题论文集第183页发表的文章“探索双绞线的秘密”)
  将一对线绞合在一起的另外一个优势是支持完全可再现的特征阻抗。当与整体屏蔽结合在一起时可以减少共模电容耦合,这样的电缆非常适合高速数据通信,因为它既能减少辐射噪声,也能最大限度地减小感应干扰。
  1.2.7 串扰

  当同一条电缆束内有1个以上的信号要传输任何距离时,导线之间的互相耦合将使得一个信号的一部分馈送至另一个信号,反之亦然。这种现象被称为串扰。严格地讲,串扰不仅是一种电缆现象,而且是指名义上非耦合信道之间的任何有害的交互作用。这种耦合可能是电容主导,也可能是电感主导,或者是由于传输线现象造成的。
  当电缆可以被看作是集总元件时(与之相反,高频时必须被看作是传输线),其低频至中频电容耦合的等效电路如图1.24所示。
  
  图1.24: 串扰等效电路。
  (图中文字从上至下:电缆长度D,电缆电容Cc,针对电路1耦合进电路2的情况,串扰电压)
  在电容耦合阻抗远低于电路阻抗这种最坏情况下,串扰电压仅取决于电路阻抗的比值。
  数字串扰

  串扰在电信和音频领域是众所周知的,例如本来分开的语音通道在一起传送、一个通道串进另一个通道时,或者高频时分开的立体声通道又被组合在一起时。虽然数字化数据初看起来是不受串扰影响的,但事实上它对数据完整性也是一种严重的威胁。电容耦合对快速边沿几乎是透明的,结果是与时钟同步的数据特别容易受到破坏,如图1.25所示。如果逻辑噪声抗扰性能较差,可能导致严重的错误时钟。一些实际例子(见图1.25)展示了问题的实质。
  
  图1.25:数字串扰效应。
  (图中文字从上至下:信号A,串扰耦合,时钟B,受破坏的时钟B)
  
(a) 源和负载阻抗都为10kΩ的两个音频电路使用2米长的多芯电缆传输信号,导体间的电容为150pF/m。此时在10kHz时的串扰比是多少呢?
耦合电容CC等于2m x 150pF/m=300pF。10kHz时的阻抗为53kΩ。
每种情况下串扰电路中的源和负载阻抗为10K//10K=5kΩ。
因此串扰等于:
5 K/(5 K + 5 K + 53 K) = 22 dB:这在任何情况下都是不可接受的!如果输出驱动阻抗从10kΩ减小到50Ω,那么串扰变为49/(49 + 49 + 53 K) = 60 dB:,这对许多应用来说都是可以接受的,虽然对Hi-Fi来说还是不可接受。
(b)两条EIA-232(RS-232)串行数据线采用了16米长的数据电缆(不是单独的双绞线),其芯/芯电容为108pF/m。发送器和接收器符合EIA-232规范,即具有300Ω输出阻抗、5kΩ输入阻抗、±10V摆幅和30 V/μs上升时间。那么由于某个电路引起而在另外一个电路上产生的干扰尖峰幅度有多大呢?
这里的耦合电容是16 × 108 pF = 1728 pF。
来自具有恒定dV/dt的斜坡电压、经t秒后在RC电路中流动的电流I = C × dV/dt (1 - exp[-t/RC])。在我们这个例子中,dV/dt=30 V/μs持续0.66 μs,电路电阻为567Ω,此时的电流为25mA。转换成阻值为(300//5 K//5 K)的负载电阻上的峰值电压为:25 × 103 × 267 = 6.8 V。这正是EIA-232不适合长距离和高数据速率的一个原因!
  串扰可以有许多解决策略,从上述例子中可知一二。这些策略是:
  
● 减小电路的源和/或负载阻抗。理想情况下,侵害电路的源阻抗应该高,受害电路的源阻抗应该低。在耦合大小一定的情况下,低阻抗要求更高的电容。
● 减小交互耦合电容。使用更短的电缆,或选择单位长度具有更低芯到芯电容的电缆。需要注意的是,对于快速或高频信号来说,这样解决不了任何问题,因为耦合电容的阻抗小于电路阻抗。如果你使用带状电缆,牺牲一些空间,将每根信号线之间的导线连到地;另外一种方法是采用具有完整地层的带状电缆。最好的方法是每个电路使用单独的屏蔽层。屏蔽层必须接地,否则这种方法不会给你带来任何好处。
● 将信号电路带宽减小到系统的数据速率或频率响应要求的最小值。从上面的(b)可以看出,耦合效应直接取决于侵害信号的上升时间。较慢的上升时间意味着较小的串扰。如果增加一个与输入负载电阻(图1.24中的RL2)并联的电容,与芯到芯电容形成分压器,同样可以减小高频噪声的输入阻抗。
● 使用差分传输。串扰的可怕是高数据速率时差分数据标准(如EIA-422(RS-422))和其它更新标准流行的主要原因。使用对线时没有必要减小耦合电容,但此时的串扰是以共模方式注入的,因此可以受益于输入缓冲器的共模抑制功能。抑制程度的限制因素是每半对线耦合电容的不平衡。这正是建议差分数据传输使用双绞线电缆的原因。
    文/Peter Wilson
来源:EDN China
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taipeirayon_606

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taipeirayon_606 2016-11-4 03:48:05 显示全部楼层
真是好東西適合年輕工程師詳閱.期待後續發表.謝謝分享.

joel_841485626

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cat_li8953_2950 2016-11-7 02:57:29 显示全部楼层
写得非常好,多谢分享

肖骁

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肖骁 2016-11-8 07:52:00 显示全部楼层
非常好的资料,感谢楼主的分享!!!!

yzw92

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yzw92 2016-11-8 22:46:14 显示全部楼层
写得非常好,多谢分享
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taipeirayon_606

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taipeirayon_606 2016-11-9 01:16:55 显示全部楼层
allen:
第五部分:射频电缆、双绞线与串扰
1.2.5 射频电缆
除了一些特殊应用外,比如高频天线馈线可能使用平衡线,射频信号传输用电缆几乎总是同轴电缆。同轴电缆的突出属性是信号沿着电缆传播产生的磁场被限制在电缆内部(图1.21),与外部环境的交互因此保持在最小程度。
图1.21 同轴电缆
(图中文字从左至右:护套,屏蔽或外层导体,电介质,内部导体,磁场被限制在外层导体之内。)
另外一个有用的属性是同轴电缆的特征阻抗很容易定义和保持。对射频应用来说这点很重要,因为在这些应用中电缆长度一般都会超过传输信号波长。1.3小节将讨论传输线的一般属性――其中同轴是一种特殊类型。通常在同轴参数规格中见到的参数有:
● 特征阻抗(Zo):通用标准是50Ω,这个值可以在机械属性和电路易用性方面取得很好的平衡。75Ω和93Ω标准常见于视频和数据系统。任何其它阻抗必须被认为是特殊类型阻抗。
● 电介质材料。电介质材料会影响到电缆的各种属性,包括Zo、衰减、电压处理、物理属性和温度范围。固体聚乙烯或聚乙烯是标准材料。蜂窝状聚乙烯的部分电介质绝缘性能由空气间隙提供,因此可以提供较轻的重量和较小的衰减损耗,但比固体材料更容易产生物理变形。这两种材料的额定工作温度是85℃。聚四氟乙烯(PTFE)材料适用于更高温度(200℃)和更低损耗的应用,但价格要贵得多。
● 导体材料。普遍用的是铜。有时也用电镀银,它能通过趋肤效应增强高频传导性,或将铜电镀到钢绞线上以增强强度。内部导体可以是单股或多股线。当电缆有柔韧性要求时,最好使用多股线。外部导体一般是铜编带,同样也是为了柔韧性。编带覆盖程度影响高频衰减和屏蔽效果。对于不要求柔韧性的特殊应用来说,可以使用坚硬的外部导体。
● 额定电压。较厚的电缆通常具有较高的额定电压和较小的衰减。你不能轻易地将额定电压与功率处理能力联系在一起,除非电缆与其特征阻抗相匹配。如果电缆不匹配,会产生电压驻波,进而在电缆沿线的一些特殊位置产生峰值电压,这个值比从功率/阻抗关系推导出的值要高。
● 衰减。电介质和导体的损耗特性导致衰减随频率和距离增加而增加,因此衰减数据一般提供离散频率点每10米的值,你可以从中找到你的工作频率点的衰减值。电缆损耗很容易让你抓狂,尤其是当你使用长电缆传输宽带宽信号、又忘了在末端放出额外几个dB的损耗余量时。
目前市场上的同轴电缆分成两种标准:针对RG/U(无线电政府,通用型)的美国MIL-C-17标准和针对UR-M(Uniradio)系列的英国BS 2316标准。国际标准是IEC 60096。表1.8给出了一些普通50Ω电缆的比较数据。
一句话警告:永远不要混淆带屏蔽层的音频电缆和射频同轴电缆。它们的编带和电介质材料有很大的区别,音频电缆的Zo是不确定的,高频时的衰减非常大。如果你试图用它来馈送射频信号,那么你在电缆末端是接收不到多少信号的!另一方面,射频同轴电缆可以用来承载音频信号。
1.2.6 双绞线
应该对双绞线给予特殊关照,因为它在减小磁性和电容干扰耦合方面特别有效方便。将两根线绞合在一起可以确保电容的均匀分布。到地的电容和到外部源的电容是平衡的。这意味着共模电容耦合也是平衡的,因此可以实现很高的共模抑制。
图1.22对双绞线和非双绞线(直线对)进行了比较,但需要注意的是,如果你的问题已经是共模电容耦合,那么将线绞起来是没有什么帮助的。要解决这个问题,你需要采用屏蔽技术。
图1.22:双绞线的优点。
(图中文字从上至下:连续的半绞合可以抵消磁场感应,平衡的到地电容,双绞线,磁场感应不能被抵消,不平衡的到地电容,直线)
绞给方法在减少低频电磁耦合方面最有用,因为它能将磁环面积减小到几乎为零。每个半绞合都会反转感应方向,因此假设外部磁场是均匀的,那么两个连续的半绞合会抵消线缆与磁场的交互作用。
有效的环路耦合现在被减小到线缆对两端的小块面积上,加上由于磁场的不均匀性和线缆绞合的不规则性引起的少量残余交互。假设终端面积包含在磁场中,那么单位长度内的绞合数量就不重要了:通常每英尺约8-16圈(每米26至50圈)。图1.23对22-AWG双绞线与间隔为0.032英寸的22-AWG并行线的磁场衰减与频率关系进行了比较。
图1.23 双绞线的磁场衰减。
(数据来源:R.B.Cowdell在1979年IEEE EMC专题论文集第183页发表的文章“探索双绞线的秘密”)
将一对线绞合在一起的另外一个优势是支持完全可再现的特征阻抗。当与整体屏蔽结合在一起时可以减少共模电容耦合,这样的电缆非常适合高速数据通信,因为它既能减少辐射噪声,也能最大限度地减小感应干扰。
1.2.7 串扰
当同一条电缆束内有1个以上的信号要传输任何距离时,导线之间的互相耦合将使得一个信号的一部分馈送至另一个信号,反之亦然。这种现象被称为串扰。严格地讲,串扰不仅是一种电缆现象,而且是指名义上非耦合信道之间的任何有害的交互作用。这种耦合可能是电容主导,也可能是电感主导,或者是由于传输线现象造成的。
当电缆可以被看作是集总元件时(与之相反,高频时必须被看作是传输线),其低频至中频电容耦合的等效电路如图1.24所示。
图1.24: 串扰等效电路。
(图中文字从上至下:电缆长度D,电缆电容Cc,针对电路1耦合进电路2的情况,串扰电压)
在电容耦合阻抗远低于电路阻抗这种最坏情况下,串扰电压仅取决于电路阻抗的比值。
数字串扰
串扰在电信和音频领域是众所周知的,例如本来分开的语音通道在一起传送、一个通道串进另一个通道时,或者高频时分开的立体声通道又被组合在一起时。虽然数字化数据初看起来是不受串扰影响的,但事实上它对数据完整性也是一种严重的威胁。电容耦合对快速边沿几乎是透明的,结果是与时钟同步的数据特别容易受到破坏,如图1.25所示。如果逻辑噪声抗扰性能较差,可能导致严重的错误时钟。一些实际例子(见图1.25)展示了问题的实质。
图1.25:数字串扰效应。
(图中文字从上至下:信号A,串扰耦合,时钟B,受破坏的时钟B)
(a) 源和负载阻抗都为10kΩ的两个音频电路使用2米长的多芯电缆传输信号,导体间的电容为150pF/m。此时在10kHz时的串扰比是多少呢?
耦合电容CC等于2m x 150pF/m=300pF。10kHz时的阻抗为53kΩ。
每种情况下串扰电路中的源和负载阻抗为10K//10K=5kΩ。
因此串扰等于:
5 K/(5 K + 5 K + 53 K) = 22 dB:这在任何情况下都是不可接受的!如果输出驱动阻抗从10kΩ减小到50Ω,那么串扰变为49/(49 + 49 + 53 K) = 60 dB:,这对许多应用来说都是可以接受的,虽然对Hi-Fi来说还是不可接受。
(b)两条EIA-232(RS-232)串行数据线采用了16米长的数据电缆(不是单独的双绞线),其芯/芯电容为108pF/m。发送器和接收器符合EIA-232规范,即具有300Ω输出阻抗、5kΩ输入阻抗、±10V摆幅和30 V/μs上升时间。那么由于某个电路引起而在另外一个电路上产生的干扰尖峰幅度有多大呢?
这里的耦合电容是16 × 108 pF = 1728 pF。
来自具有恒定dV/dt的斜坡电压、经t秒后在RC电路中流动的电流I = C × dV/dt (1 - exp[-t/RC])。在我们这个例子中,dV/dt=30 V/μs持续0.66 μs,电路电阻为567Ω,此时的电流为25mA。转换成阻值为(300//5 K//5 K)的负载电阻上的峰值电压为:25 × 103 × 267 = 6.8 V。这正是EIA-232不适合长距离和高数据速率的一个原因!
串扰可以有许多解决策略,从上述例子中可知一二。这些策略是:
● 减小电路的源和/或负载阻抗。理想情况下,侵害电路的源阻抗应该高,受害电路的源阻抗应该低。在耦合大小一定的情况下,低阻抗要求更高的电容。
● 减小交互耦合电容。使用更短的电缆,或选择单位长度具有更低芯到芯电容的电缆。需要注意的是,对于快速或高频信号来说,这样解决不了任何问题,因为耦合电容的阻抗小于电路阻抗。如果你使用带状电缆,牺牲一些空间,将每根信号线之间的导线连到地;另外一种方法是采用具有完整地层的带状电缆。最好的方法是每个电路使用单独的屏蔽层。屏蔽层必须接地,否则这种方法不会给你带来任何好处。
● 将信号电路带宽减小到系统的数据速率或频率响应要求的最小值。从上面的(b)可以看出,耦合效应直接取决于侵害信号的上升时间。较慢的上升时间意味着较小的串扰。如果增加一个与输入负载电阻(图1.24中的RL2)并联的电容,与芯到芯电容形成分压器,同样可以减小高频噪声的输入阻抗。
● 使用差分传输。串扰的可怕是高数据速率时差分数据标准(如EIA-422(RS-422))和其它更新标准流行的主要原因。使用对线时没有必要减小耦合电容,但此时的串扰是以共模方式注入的,因此可以受益于输入缓冲器的共模抑制功能。抑制程度的限制因素是每半对线耦合电容的不平衡。这正是建议差分数据传输使用双绞线电缆的原因。
  受益良多,值得大力推薦.

klumeer

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klumeer 2016-11-9 11:41:50 显示全部楼层
受益良多,大力推荐

jamesbdf_858938

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jamesbdf_858938 2016-11-10 01:03:40 显示全部楼层
一个人的影子就是他所做的事!留下了!

luckfrog

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luckfrog 2016-11-10 05:36:47 显示全部楼层
《电路设计技术与技巧》  Peter    ,    现在的第三版好像还没有中文版的。
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不醉不归ing

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不醉不归ing 2016-11-10 08:18:04 显示全部楼层
受益匪浅啊,多谢多谢!

allen

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allen 2016-11-10 09:30:55 显示全部楼层
是的,目前有第二版中文版和第三版英文版。你那边有没有电子版,请分享一下,多谢。

Maxshall

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